Ho provato a rispondere utilizzando Micro-Cap 12 e l'amplificatore operazionale OPA1656 di Texas Instruments.
Il risultato è un macromodello SPICE sottoposto a 27 confronti numerici, mediante 14 circuiti di prova. Tutti i risultati ottenuti sono compatibili con i riferimenti adottati dal datasheet.
Un risultato interessante, purché interpretato correttamente: la corrispondenza con 27 parametri non dimostra che il modello riproduca ogni possibile comportamento del componente reale.
Perché costruire un modello SPICE?
Chi utilizza un simulatore elettronico conosce bene il problema: il componente desiderato non sempre è presente nella libreria del programma.
Le alternative più comuni sono utilizzare un componente simile oppure importare un modello SPICE fornito dal costruttore.
I modelli ufficiali possono essere molto accurati, ma non sempre è immediatamente evidente quali fenomeni siano stati rappresentati e quali approssimazioni siano state introdotte.
Costruire autonomamente un macromodello offre un vantaggio: comprendere e controllare le ipotesi su cui si basa la simulazione.
La domanda iniziale diventa quindi: possiamo partire dalle caratteristiche elettriche pubblicate dal costruttore e trasformarle in un modello matematico e circuitale utilizzabile in un simulatore?
Il componente scelto: OPA1656
L'OPA1656 è un amplificatore operazionale audio a doppio canale, con ingressi FET, progettato per applicazioni che richiedono basso rumore e bassa distorsione.
Il datasheet riporta numerose caratteristiche, tra cui:
Queste caratteristiche rendono l'OPA1656 un banco di prova interessante per verificare quanto un macromodello possa avvicinarsi ai dati pubblicati.
Come è stato costruito il modello
Il modello non riproduce i singoli transistor presenti all'interno dell'integrato.
È invece un macromodello comportamentale, composto da elementi circuitali e sorgenti controllate che rappresentano alcune caratteristiche osservabili ai terminali del dispositivo.
La struttura comprende sei blocchi principali.
1. Stadio d'ingresso
Rappresenta le capacità differenziali e di modo comune, le correnti di polarizzazione, la tensione di offset e gli effetti di CMRR e PSRR.
2. Generazione del rumore
Sorgenti equivalenti permettono di approssimare il rumore di tensione e quello di corrente, tenendo conto anche dell'aumento del rumore alle basse frequenze.
3. Stadio di guadagno
Una transconduttanza controllata e un polo dominante contribuiscono a definire il guadagno ad anello aperto e la risposta dinamica.
Una funzione non lineare di limitazione consente inoltre di rappresentare lo slew rate.
4. Correzioni alle alte frequenze
Poli e zeri aggiuntivi permettono di adattare il modulo e la fase della risposta in frequenza alle curve pubblicate dal costruttore.
5. Stadio d'uscita
Sono rappresentati l'impedenza d'uscita, la limitazione della corrente e l'escursione della tensione rispetto ai binari di alimentazione.
6. Alimentazione
Il modello tiene conto della corrente di riposo e di alcuni contributi associati alla corrente erogata al carico.
I parametri derivano da valori tabulati, grafici e procedure di adattamento.
Non tutti i valori interni sono ricavabili direttamente dal datasheet: differenti strutture circuitali possono infatti riprodurre caratteristiche esterne simili.
È proprio questa distinzione a rendere importante documentare le ipotesi utilizzate.
L'integrazione in Micro-Cap 12
Per rendere disponibile il componente nel simulatore sono stati predisposti tre interventi:
Il componente è stato quindi inserito in uno schema di prova: un amplificatore non invertente con guadagno nominale 100, alimentazione simmetrica di ±15 V e carico resistivo di 2 kΩ.
Il corretto caricamento dalla libreria e l'esecuzione della simulazione hanno confermato il funzionamento dell'integrazione.
La verifica: 27 confronti numerici
La fase più interessante dell'esperimento è stata la verifica quantitativa.
Sono stati predisposti 14 circuiti di prova, utilizzati per confrontare complessivamente 27 grandezze con i dati di riferimento del datasheet.
Le simulazioni sono state eseguite nelle condizioni nominali previste per ciascuna prova, con alimentazione di ±18 V e temperatura impostata a 27 °C, salvo condizioni specifiche.
Uno script automatizzato esegue le prove, acquisisce i risultati e li confronta con i riferimenti.
I principali risultati:
Il risultato è un macromodello SPICE sottoposto a 27 confronti numerici, mediante 14 circuiti di prova. Tutti i risultati ottenuti sono compatibili con i riferimenti adottati dal datasheet.
Un risultato interessante, purché interpretato correttamente: la corrispondenza con 27 parametri non dimostra che il modello riproduca ogni possibile comportamento del componente reale.
Perché costruire un modello SPICE?
Chi utilizza un simulatore elettronico conosce bene il problema: il componente desiderato non sempre è presente nella libreria del programma.
Le alternative più comuni sono utilizzare un componente simile oppure importare un modello SPICE fornito dal costruttore.
I modelli ufficiali possono essere molto accurati, ma non sempre è immediatamente evidente quali fenomeni siano stati rappresentati e quali approssimazioni siano state introdotte.
Costruire autonomamente un macromodello offre un vantaggio: comprendere e controllare le ipotesi su cui si basa la simulazione.
La domanda iniziale diventa quindi: possiamo partire dalle caratteristiche elettriche pubblicate dal costruttore e trasformarle in un modello matematico e circuitale utilizzabile in un simulatore?
Il componente scelto: OPA1656
L'OPA1656 è un amplificatore operazionale audio a doppio canale, con ingressi FET, progettato per applicazioni che richiedono basso rumore e bassa distorsione.
Il datasheet riporta numerose caratteristiche, tra cui:
- 53 MHz di prodotto guadagno-banda.
- 24 V/µs di slew rate.
- 4,3 nV/√Hz di densità spettrale di rumore di tensione a 1 kHz.
- 154 dB di guadagno ad anello aperto nelle condizioni di riferimento considerate.
- Correnti d'uscita dell'ordine di 100 mA.
- 3,9 mA di corrente di riposo tipica per canale.
Queste caratteristiche rendono l'OPA1656 un banco di prova interessante per verificare quanto un macromodello possa avvicinarsi ai dati pubblicati.
Come è stato costruito il modello
Il modello non riproduce i singoli transistor presenti all'interno dell'integrato.
È invece un macromodello comportamentale, composto da elementi circuitali e sorgenti controllate che rappresentano alcune caratteristiche osservabili ai terminali del dispositivo.
La struttura comprende sei blocchi principali.
1. Stadio d'ingresso
Rappresenta le capacità differenziali e di modo comune, le correnti di polarizzazione, la tensione di offset e gli effetti di CMRR e PSRR.
2. Generazione del rumore
Sorgenti equivalenti permettono di approssimare il rumore di tensione e quello di corrente, tenendo conto anche dell'aumento del rumore alle basse frequenze.
3. Stadio di guadagno
Una transconduttanza controllata e un polo dominante contribuiscono a definire il guadagno ad anello aperto e la risposta dinamica.
Una funzione non lineare di limitazione consente inoltre di rappresentare lo slew rate.
4. Correzioni alle alte frequenze
Poli e zeri aggiuntivi permettono di adattare il modulo e la fase della risposta in frequenza alle curve pubblicate dal costruttore.
5. Stadio d'uscita
Sono rappresentati l'impedenza d'uscita, la limitazione della corrente e l'escursione della tensione rispetto ai binari di alimentazione.
6. Alimentazione
Il modello tiene conto della corrente di riposo e di alcuni contributi associati alla corrente erogata al carico.
I parametri derivano da valori tabulati, grafici e procedure di adattamento.
Non tutti i valori interni sono ricavabili direttamente dal datasheet: differenti strutture circuitali possono infatti riprodurre caratteristiche esterne simili.
È proprio questa distinzione a rendere importante documentare le ipotesi utilizzate.
L'integrazione in Micro-Cap 12
Per rendere disponibile il componente nel simulatore sono stati predisposti tre interventi:
- Creazione del file
OPA1656.LIB, contenente il sottocircuito SPICE.
- Aggiornamento del file
nom.lib, per consentire il caricamento del modello.
- Configurazione del file
Standard.cmp, per associare il sottocircuito al simbolo dell'operazionale.
Il componente è stato quindi inserito in uno schema di prova: un amplificatore non invertente con guadagno nominale 100, alimentazione simmetrica di ±15 V e carico resistivo di 2 kΩ.
Il corretto caricamento dalla libreria e l'esecuzione della simulazione hanno confermato il funzionamento dell'integrazione.
La verifica: 27 confronti numerici
La fase più interessante dell'esperimento è stata la verifica quantitativa.
Sono stati predisposti 14 circuiti di prova, utilizzati per confrontare complessivamente 27 grandezze con i dati di riferimento del datasheet.
Le simulazioni sono state eseguite nelle condizioni nominali previste per ciascuna prova, con alimentazione di ±18 V e temperatura impostata a 27 °C, salvo condizioni specifiche.
Uno script automatizzato esegue le prove, acquisisce i risultati e li confronta con i riferimenti.
I principali risultati:
| Grandezza | Simulato | Riferimento |
|---|---|---|
| Offset d'ingresso | 0,5 mV | 0,5 mV |
| Corrente di polarizzazione | 10 pA | 10 pA |
| CMRR | 120 dB | 120 dB |
| PSRR equivalente | 0,298 µV/V | 0,3 µV/V |
| Corrente di riposo | 3,9 mA | 3,9 mA |
| Guadagno ad anello aperto, 2 kΩ / 600 Ω | 154 / 150 dB | 154 / 150 dB |
| Prodotto guadagno-banda | 52,9 MHz | 53 MHz |
| Frequenza di attraversamento a guadagno unitario | 19,1 MHz | Circa 20 MHz |
| Margine di fase, 10 pF | 62,1° | Circa 62° |
| Slew rate | 24 V/µs | 24 V/µs |
| Rumore a 100 Hz | 11,7 nV/√Hz | 11,8 nV/√Hz |
| Rumore a 1 kHz | 4,53 nV/√Hz | 4,3 nV/√Hz |
| Rumore a 10 kHz | 2,97 nV/√Hz | 2,9 nV/√Hz |
| Rumore integrato, 20 Hz–20 kHz | 0,49 µV RMS | 0,53 µV RMS |
| Rumore di corrente | 6,02 fA/√Hz | 6 fA/√Hz |
| Distanza dai binari, 2 kΩ | 0,23 V | 0,25 V |
| Corrente di cortocircuito | ±100 mA | Circa ±100 mA |
| Impedenza d'uscita a 1 MHz | 25,9 Ω | Circa 26 Ω |
Occorre però distinguere i valori tipici, quelli massimi garantiti e quelli stimati dalle curve caratteristiche.
La vicinanza numerica dimostra la coerenza del modello rispetto ai parametri verificati, non necessariamente la sua accuratezza in tutte le condizioni operative.
Un aspetto particolarmente utile è l'automazione: modificando un parametro del modello, lo script permette di ripetere le verifiche e individuare immediatamente eventuali scostamenti.
Il modello al lavoro: amplificazione e risposta in frequenza
Il macromodello è stato utilizzato per simulare un amplificatore non invertente con guadagno nominale pari a 100.
Applicando una sinusoide di 10 mV di picco alla frequenza di 1 kHz, l'uscita presenta un'ampiezza di circa 1 V di picco.
Il guadagno nominale corrisponde a:
Av = 100 = 40 dB
Un offset d'ingresso di 0,5 mV produce, nelle condizioni considerate, un contributo di circa 50 mV all'offset d'uscita.
Anche la risposta in frequenza fornisce indicazioni interessanti.
Il guadagno rimane prossimo a 40 dB nella parte iniziale della banda, mentre la frequenza di taglio a −3 dB risulta poco superiore a 600 kHz.
Questo comportamento richiede una precisazione.
Il prodotto guadagno-banda di 53 MHz non implica automaticamente una banda di 530 kHz quando il guadagno è 100.
La relazione tra guadagno e banda è approssimata e dipende dalla funzione di trasferimento dell'operazionale, in particolare dalla presenza di poli e zeri aggiuntivi.
Occorre inoltre distinguere la risposta ad anello aperto da quella dell'amplificatore retroazionato.
La frequenza di attraversamento del guadagno unitario, prossima a 20 MHz nei riferimenti considerati, riguarda la risposta ad anello aperto.
Un limite importante: la distorsione armonica
L'OPA1656 è progettato per applicazioni audio, nelle quali la distorsione rappresenta una caratteristica fondamentale.
Il macromodello realizzato, tuttavia, non è stato costruito né validato per prevedere accuratamente THD, THD+N e distorsione di intermodulazione.
Questo non significa che il modello sia completamente lineare.
Le funzioni che rappresentano saturazione, limitazione della corrente e slew rate introducono comportamenti non lineari.
Una simulazione transitoria seguita da un'analisi FFT potrebbe quindi mostrare componenti armoniche.
Ma queste armoniche non possono essere considerate automaticamente rappresentative di quelle prodotte dal componente reale.
Per ottenere previsioni attendibili sulla distorsione occorrerebbe sviluppare e validare una modellazione specifica, confrontandola con le curve del costruttore o con misure sperimentali.
È una distinzione importante: simulare la comparsa di armoniche non equivale a prevedere correttamente la distorsione di un dispositivo reale.
Gli altri limiti del modello
Oltre alla distorsione, rimangono alcune semplificazioni.
Valori tipici. Il modello rappresenta condizioni nominali selezionate e non descrive necessariamente la dispersione produttiva tra componenti.
Temperatura. Non tutte le derive termiche sono state modellate.
Intervallo di modo comune. I limiti operativi degli ingressi non sono completamente rappresentati.
CMRR e PSRR. La loro dipendenza dalla frequenza è stata semplificata.
Risposta al gradino. Con guadagno unitario e carico capacitivo di 20 pF, il modello presenta una sovraelongazione del 13%, contro un valore stimato intorno al 20% dalla curva del datasheet.
Slew rate. Il valore massimo simulato è di 24 V/µs, mentre la pendenza media misurata tra il 10% e il 90% di una transizione di 10 V risulta pari a 22,1 V/µs.
Sovraccarico. Le limitazioni di corrente e tensione non descrivono necessariamente tutti i fenomeni termici e di protezione del componente.
Il modello non è quello ufficiale di Texas Instruments e non intende sostituirlo.
Cosa resta dell'esperimento
Il risultato più interessante non consiste semplicemente nell'aver aggiunto un componente alla libreria di Micro-Cap.
Consiste nell'aver completato un percorso che parte dalla documentazione tecnica e arriva alla costruzione di un modello SPICE sottoposto a verifiche numeriche ripetibili.
Da questa esperienza emergono alcune considerazioni.
Il datasheet può essere sufficiente per costruire un macromodello utile. Non permette necessariamente di ricostruire il circuito interno, ma può fornire informazioni adeguate per rappresentarne alcune caratteristiche esterne.
Un modello deve essere verificato. Una simulazione apparentemente corretta non costituisce, da sola, una dimostrazione di accuratezza.
Le verifiche devono essere ripetibili. Conservare i circuiti di prova e automatizzare i confronti consente di controllare ogni modifica successiva.
I limiti devono essere dichiarati. Un modello diventa realmente utilizzabile quando è chiaro quali fenomeni rappresenta e quali non può descrivere attendibilmente.
Il metodo è trasferibile. Lo stesso approccio può essere applicato ad altri componenti elettronici, adattando la struttura del modello alle caratteristiche da riprodurre.
C'è infine un vantaggio meno evidente, ma forse ancora più importante.
Per costruire un macromodello occorre interpretare il significato fisico delle specifiche, comprendere le condizioni di misura e individuare le relazioni tra le diverse grandezze.
Il datasheet smette così di essere soltanto un elenco di numeri e diventa uno strumento per comprendere il comportamento del componente.
La simulazione non serve più soltanto a prevedere il funzionamento di un circuito: diventa anche un modo per verificare quanto abbiamo realmente compreso.
Riferimento tecnico: Texas Instruments, OPA1655/OPA1656, datasheet SBOS901C. I risultati numerici riportati si riferiscono all'esperimento di modellazione descritto e non costituiscono una certificazione delle prestazioni del dispositivo reale.
